精密电磁偏转

介绍

       闭环功率运算放大系统在电流控制中比开环系统有 明显的优势。在电压到电流的转换电路中利用功放负反馈使得线圈电流与控制电压严格成比例，它的精度使它可以用到很多新的应用中。例如，在反馈环中放置一个非线性 阻抗的偏转线圈进行稳态位置调节，用功放很容易实现，但是通过开环电路实现是很困难的，虽然不一定不能实现。另外，需要充分的线性度的扫描系统可以利用功放来 设计。

       典型的应用包括：平视显示器需要随机的电子束位置调节或电子束光刻（电子束微影术）；和其它需要利用功 放达到精度的复杂数据显示器。而且，多功能和易使用的功放将有助于加快设计进程，同时降低开发成本。最终的结果是利用较少的部件获得更精确和更可靠的显示器。

高分辨率和高效率

       图 1  的垂直线圈偏转电路用来驱动高效的 RCA CODY II 显像管。这里选择 PA02 是因为它特殊的线性度 和其它优势，如高的转换速率，快速的稳定时间，低的交 越失真，和低的内部损耗。所有这些优点有助于获得较高 的分辨率。

       这个电路的关键是将线圈电流转换成反馈电压的采 样电阻（Rs）。反馈加到负向输入端，位置控制加到正向 输入端，输入端的虚地特性确保了加在 Rs 上的电压等于 输入电压。从而，对 Rs 电压的高线性控制保证了精确的 电子束位置调解。

       Rs 的值对电路性能的影响很大。所有的放大器输入无 误，如失调电压，不良共模抑制，失调漂移等等，都将出 现在这个采样电阻上，并产生电流误差。很容易看到大的 采样电阻可以使 DC 误差降到最低，同时它对动态响应也 有帮助。Rs 的值是设置电路环增益的主要考虑对象。更大 的反馈电压将显而易见的改善功率带宽和稳定时间。导致 Rs 值增加的限制因素是通过它们的负载电流；电压驱动能 力的降低；和这个电阻上功耗的增加。

       在考虑 Rs 值时权衡误差、带宽和效率的取舍就会得 到对每个应用最佳的选择。所要求的驱动电压由感应系 数，瞬态时间和电流来定义。这个显示器工作在 50Hz 或60Hz，回扫描时间为 730µs，线圈电流为 2.25AP-P。 

       改变电感中电流所需要的驱动电压正比于电流的改变和感应系数，反比于瞬态时间。

      为了决定电源电压的大小，将计算的驱动电压加上功 率放大器电源到输出电压的额定差值（从数据手册上可以 查到）及采样电阻与线圈电阻上的电压降，为了满足驱动 需要，电源将达到+28V 和-9V，如下：

       当应用不对称电源时应小心，因为感性负载能够存储 比电源更高的能量。这种情况发生在不正常条件下，导致 线圈持续高输出电压的时间超过正常的回扫描时间。在这 种情况出现后，正在消失的磁场将通过放大器的返冲保护 二极管把存储的能量泄放到较低的放大器电源上。这将会 在电源上产生一个瞬时电压，它的振幅是存储的能量和电 源的瞬时阻抗的函数。如果这个瞬时值超过放大器的全部 额定电源电压，将会造成破坏性结果。在这样的例子中， 应该用一个齐纳二极管对放大器的输出进行钳位。

       当用模块结构时，应注意：先断电，再去掉模块。然 而，因为这并不经常出现，保护可以去掉。连接到任何电 感，线圈或导线的机械故障会造成高压返回脉冲。存储的 能量必须在某处被吸收。用齐纳二极管比拿放大器冒险更 好。

稳定性考虑

       既然这个电路的电流控制能力依靠 Rs 采样电阻的电 压反馈，由线圈产生的相移就很明显的存在于反馈信号 中。因为理想的电感相移接近 90°，而放大器的相角裕度 通常小于 90°，设计时就需要避免产生振荡。

       由 RD、RF 和 CF 组成的网络在高频率时将通过 RS 的电流 反馈回路转化为一个直接的电压反馈。它旁路掉由电感造

成的相移。对于这个器件网络的选值，RF 应该远大于 RS， 但是对 PA02 来说不能超过 1K，因为放大器的输入电容将

会产生额外的相移。对 RD 和 CF 的选值，首先用 APEX 的设 计工具描述的值开始，这样会得到稳定的电路。Spice 分

析和实验室测量通常允许这两个元件的阻抗增加而且加 速了电路的设计。

       适用于该电路的另一个更大功率的型号是 PA10，如图

2。在这个设计中，在同样的速度要求下，一个 7.8mH，4Ω的线圈将工作在 5AP-P 电流下。这个设计的计算如下：

       这两个电路的回扫描时间都要求是 730µs，功放的转 换速率和足够快的稳态时间很容易满足该点。

       为了更好的理解这些和其它一些应用，图 3 给出了输 入和输出波形。在时间 A 前的轨迹，是扫描的结尾部分，电流以相对低的变化率改变。在时间 A 的峰值输出电压大 约是公式 9 和 11 的和。

图 3。回扫描波形

       在时间 A 时开始回扫描；电子束被关断；并且因为输 出电流跟不上输入信号放大器开始运行于开环状态。输出 饱和时电路的转换速率显示在时间 A 和时间 B 之间。这个转换速率通常较放大器的额定值小，是因为过驱动比较 小，并且 RD/CF 网络在等效高频信号时成为一个反馈路径。 在时间 C，输出电流已经跟上输入信号，于是放大器开始 闭环和稳定。时间 D 回扫描时间结束，并且电子束重新开 启。注意在时间 C 和 D 之间电流波形的非线性将不会产生 问题。

       注意，我们计算大约需要 73V 的电源电压来在 730µs 内改变 5A 电流，但是这样的改变大部分在大约 550µs 以 内就可以完成。产生这种情况的首要因素在图 3 的放大器输出电压轨迹中给出，放大器的饱和电压比计算所得的6.5V 要好很多。在时间 B，电流依旧流过负边输出晶体管， 而不是正边的晶体管。电感中存储的能量帮助放大器输出接近电源电压。帮助降低电流转换时间的第二个因素也和 能量存储有关。从时间 B 开始，直到电流到零为止，通过

采样电阻的电压是加在放大器电压上而不是减去它。Spice 分析显示线圈上的峰值电压在时间 B 时为 74.6V。 

       如果电路没有失调和振幅校正能力，输入信号正向峰值需增加一个量，而这个量等于在输入峰值和时间 D 之间的电流变化。从图 3 看，这大约是：5A/15.93ms*0.32ms=0.1A，或 2.35VPK 输入。 当评测这些电路所要求的可能的放大器的转换速率时，注意放大器需要在一小部分回扫描时间内输出几乎两 倍的峰-峰电压。在这个例子中，电压瞬态时间大约是回扫描时间的 10%。

       不论图 1 中的 PA02，还是图 2 中的 PA10，都通过将 非线性电感元件放置在放大器的反馈路径中来提高精度。

放大器的超高增益和负反馈的应用产生了很好的线性度。

平视显示器的快速转换 

       平视显示器要求在显示屏上任何两个点之间快速转换。图 4 波形描述了图 5 电路在电子束位置获得一个全屏 扫描（single full-scale step）时的输入驱动电压和线圈（YOKE）需要的电流。3V 电压维持流过线圈电阻和采样 电阻的电流恒稳不变。29V 对应一个位置变化所需要的输出电压。

       从放大器数据表中的转换速率和稳定时间开始，决定 转换和稳定时间在总的瞬态时间里所占的比例。合理的起 始点将为总瞬态时间的 50%。

       这个电路是对当传送 2APK 电流到 13µH 线圈时，最大4µs 的瞬态时间设计的。这个电路基本和前面描述的一样， 但是由于更高的速度使它有一些不同。为了获得快速的转换，放大器的转换速率必须最优化。从经验看，对这类电路补偿将不会比采用增益 100 的结构更有用。此外，功率 设计工具将帮助选择 RD 和 CF。对高速电路， 通过试验分析性能以确保寄生现象不破坏电路更为重要。

       如果允许转换和稳定时间为总瞬态时间的 50%，那么 当全部电压加在线圈上时将有 2µs 来改变扼流圈电流。需 要的电压计算如下：

       在所选的外部补偿下，数据表上显示 PA09 的转换速 率将为 400V/µs。对于 58V 的输出，需要电压的瞬态时间 为 145ns。加上 1.2µs 的 0.01%稳定时间，总的时间完全 低于 2µs。

       当电路被测试时，为了获得最佳性能，参数值需要进 一步优化。RD 的值对电路阻尼的影响不能忽略。这可以预见，因为 RD 影响单位增益点的角频率，此处的衰减斜率必须平滑。CF 的值不评论；但是一个 2pF 的补偿电容，相对 于数据表上推荐的 5pF，能够帮助增加转换速率而对稳定

性没有大的影响。

       由于 PA09 的速度高，为了确保最佳的稳定性和精度， 要注意以下事项：

       1． 为了帮助阻止电流反馈，对整个电路用单点接 地或利用一个固体地平面。

       2． 为了确保在高频时有足够的去耦，用至少每安 培 10µF 的钽电容对电源进行旁路，加上一个0.47µF 的陶瓷电容并联连接。陶瓷电容应该直 接接在放大器两个电源管脚和地之间。大电容也应该尽可能的靠近电源管脚。

       3． 用短导线使输入管脚的寄生电容减到最小。500Ω或更小的输入阻抗和 PA09 的输入电容（约为6pF）将保持低的相移，并促进稳定性和精确度。

       4． 输出导线也要尽可能的短。在视频范围，甚至 几英寸的导线就具有很大电感，另外会增加互联阻抗而且限制转换速率。同时，在高频时粗导线的集肤效应也会使电阻增大。具有低损耗 的多股绞和线被推荐传送大的视频电流。

       5． 放大器的外壳必须交流接地（公共信号）。即使它被隔离，外壳在视频范围内也可能作为一个 天线而造成错误或导致振荡。

更高驱动电压的跨导倒数桥

       图 6 电路描述了利用±15V 电源驱动 X-Y 显示器的精 密偏转线圈。只有桥式电路结构能够在可用电源（±15V）

下提供高压驱动。这使系统能够驱动双倍的单放大器输出电压。因此，不需要为 CRT 偏转提供单独的电源。

       图 6 中 A1 设置为 Howland 电流泵结构。采样电阻底 部上的电压直接加在负载上；顶部电压为输入电压加上与 负载电流成比例的电压之和。对反馈的这两个点，在放大 器看来是负载电压的共模函数加在两个输入端且被抑制 掉（CMR），但是看到不同的负载电流函数。在这样的结构 中，A1 驱动任何需要的负载时（在饱和限制以内），可以 通过输入信号来获得所要求的负载电流。由于 A1 的两条 反馈回路的比率匹配是非常严格的，这四个电阻经常用一 个电阻网络来实现，以获得精度匹配和良好的温度特性。 A2 的增益为-1，它驱动线圈的另一端。A2 增益为-1，驱 动线圈的另一端。对 A2 的增益设定电阻的要求不是很严 格，这里的匹配失调仅仅意味着一个放大器比另一个负荷 重。PA02 为该电路提供了独一无二的高速和低饱和电压组 合。 R-C 补偿 网络的 起始 值 来自 于功率 设 计（ Power Design）而且通过实验进行了微调。

       初看，2Ω的采样电阻选择看起来太大，因为它上面 的峰值压降为 7.5V，或半电源电压。

       加在电感上用来移动电子束的电压如下：

       如果加上线圈电阻（1.5V）和采样电阻上（7.5V）的 峰值压降，将很容易假设所需全部输出电压为 31.5V 或在3.75A 时每一个放大器的输出大于 15V。

       解决这个问题依靠分析电流的方向。

       图 7 的中间波形，我们看到大的采样电阻不会破坏电 路的驱动能力。转换的主要部分大约在 80µs 完成，并且可以很好的停下来。 在图的顶部曲线，使我们惊奇的是两个放大器的输出居然都超过电源电压。PA02   输出晶体管的“颠倒”拓扑结构允许存储在电感中的能量通过内部保护二极管反馈 回来。结果转换的第一部分峰值电压比总电源电压大。

       底部的曲线图中，我们可以看到存储在电感中的能量 使采样电阻两端的电压增高，这个电压加在了放大器上，

直到通过的电流为零为止。因此，线圈两端的峰值电压大约为 40V！ 表面上大的采样电阻不会破坏我们的电压驱动需要，并提供了两条好处：第一，内部功耗比用小阻值的电阻要 低。第二，具有大的反馈信号水平，放大器的闭环增益更低；环增益更大；电流输出的保真度更好；并且失调电压 提供了更低的失调电流错误。

结论

       能够提供更高精度的放大器，也就能够确定任何希望 的电子束位置，并确保位置的稳定。同时将功率和信号级设计在一个紧凑的封装里，提供了空间和重量上的优势， 而且简单的外围元件增加了可靠性。

       功率运算放大器相对比较便宜和容易使用。它们提供 了最有效的解决方案以降低研发成本和设计时间。